Телевизионные цифровые системы

Министерство образования и науки Российской Федерации

Уральский федеральный университет
имени первого Президента России Б.Н. Ельцина

Телевизионные цифровые сисТемы 

Учебное пособие

Рекомендовано методическим советом УрФУ
для студентов, обучающихся по направлению подготовки 
11.04.00 — Радиотехника

Москва
Издательство «ФЛИНТА»
Издательство Уральского университета
2017 

2-е издание, стереотипное

УДК 621.397.13.037.372(075.8) 
ББК 32.940.2я73 
Т31 

Авторы: Н.П. Никитин, В.И. Лузин, В.И. Гадзиковский, Ю.В. Марков 

Рецензенты:
кафедра информатики Уральского государственного горного универси‑
тета (зав. кафедрой канд. техн. наук, доц. А.В. Дружинин);
д‑р физ.‑мат. наук, проф. А.Д. Ивлиев (Российский государственный про‑
фессионально‑педагогический университет) 

Научный редактор — канд. техн. наук, доц. В.К. Рагозин 

   Телевизионные цифровые системы [Электронный ресурс]: учебное 
пособие / Н. П. Никитин, В. И. Лузин, В. И. Гадзиковский, 
Ю. В. Марков.  — 2-е изд., стер. — М. : ФЛИНТА : Изд-во Урал. ун-та, 
2017.  — 108 с.

ISBN 978-5-9765-3185-7 (ФЛИНТА)
ISBN 978‑5‑7996‑1615‑1 (Изд-во Урал. ун-та)

Учебное пособие содержит теоретический материал по следующим основным 
системам цифрового телевидения: многопозиционные модуляторы, многочастот‑
ная система передачи данных OFDM, канальное кодирование, тракт цифрового на‑
земного телевидения, тракт цифрового спутникового телевидения, тракт цифрового 
кабельного телевидения. По этим разделам также приведены примеры схем и рас‑
четов в графических редакторах VisSim Comm и Simulinc.

Библиогр.:14 назв. Рис. 87. Табл. 2.
УДК 621.397.13.037.372(075.8) 
ББК 32.940.2я73 

© Уральский федеральный  
      университет, 2016

Т31 

ISBN 978-5-9765-3185-7 (ФЛИНТА)
ISBN 978‑5‑7996‑1615‑1 (Изд-во Урал. ун-та)

Глава 1. методы цифровой модуляции 

общие требования к способам модуляции 

О

дин из основных вопросов, касающихся передачи данных с заданной 
скоростью, — распределение энергии в спектре электрического сигна‑
ла, переносящего данные, и согласование этого распределения с ха‑
рактеристиками канала связи. По своей природе двоичные сигналы — это по‑
следовательность прямоугольных импульсов, а для передачи таких импульсов 
без искажений требуется теоретически бесконечно большая полоса частот.
На верхнем графике (рис. 1.1) показан униполярный цифровой сигнал, 
в котором информационному логическому нулю соответствует 0, а на ниж‑
нем графике — биполярный цифровой сигнал, в котором информационному 
логическому нулю соответствует –1.

Рис. 1.1. Униполярный и биполярный цифровые сигналы 

b(t)

b0(t)

t

t

телевизионные цифровые системы

Однако реальные каналы связи могут обеспечить лишь ограниченную по‑
лосу частот, поэтому необходимо согласовывать передаваемые сигналы с па‑
раметрами каналов. Такое согласование выполняется благодаря кодирова‑
нию исходных данных за счет обеспечения специальной формы импульсов, 
переносящих данные, например, путем сглаживания прямоугольной фор‑
мы спектральной плотности импульса по косинусоидальному закону, а так‑
же с помощью различных видов модуляции.
Если сообщения передаются двоичными символами, то скорость передачи 
данных не может превышать значения 2 DFk бит/с или 2 бит/с на 1 Гц поло‑
сы пропускания канала связи DFk. Предел удельной скорости передачи дан‑
ных с помощью двоичных символов, равный 2 (бит/с)/Гц, называется также 
барьером Найквиста. Теоретически барьер Найквиста может быть преодолен 
за счет повышения отношения сигнал/шум в канале связи до очень большого 
значения, что практически невозможно. Поэтому для повышения удельной 
скорости передачи данных (преодоления барьера Найквиста) необходимо 
перейти к многопозиционной (комбинированной) манипуляции (рис. 1.2), 
при которой каждая электрическая посылка несет более 1 бита информации.

t

QPSK

45° 

-45° 

-135° 

135° 

Рис. 1.2. Многопозиционная манипуляция 

Идея использования многопозиционных сигналов для снижения требуе‑
мой полосы пропускания линии связи заключается в разбиении сообщения 
в виде двоичной последовательности на блоки (посылки), каждый из которых 
содержит комбинации из т двоичных символов (1 или 0), количество кото‑
рых т соответствует возможным состояниям выходного сигнала модулятора.

Глава 1. Методы цифровой модуляции 

сигналы с двоичной фазовой манипуляцией (BPSK) 

Двоичная фазовая манипуляция 

Мы можем получить сигналы сфазовой манипуляцией (phase shift key PSK), 
если подадим в качестве модулирующего сигнала на фазовый модулятор циф‑
ровой сигнал. Речь пойдет о двоичной фазовой манипуляции (binary phase shift 
key BPSK). Данный вид модуляции нашел очень широкое применение вслед‑
ствие высокой помехоустойчивости и простоты модулятора и демодулятора. 
В отечественной литературе BPSK модуляцию обозначают как ФМн‑2.
Рассмотрим сигнал b (t) в виде последовательности импульсов цифровой 
информации, как это показано на рис. 1.1.
Подадим цифровой сигнал в качестве модулирующего сигнала 
b(t) =
( )
S
t
m
 на фазовый модулятор, как это показано на рис. 1.3 с девиаци‑

ей фазы, равной π рад.

Sm (t) = b(t)

cos ( )

sin ( )

cos (ω 0t + φ 0)

S bpsk (t)

π·b(t)

Q(t)

I(t)

Рис. 1.3. Формирование BPSK сигнала на основе фазового модулятора 

Поскольку b(t) принимает только значения, равные 0 и 1, то синфазная 
I(t) и квадратурная Q(t) компоненты комплексной огибающей BPSK сигнала 

z t
I t
jQ t
( ) =
( ) +
( ), 
где 

I t
b t
b t
( ) =
=
=
cos(
( ))
( );
p
1
0(1.1) 

Q t
b t
( ) =
( )
(
) =
sin p
0 .

телевизионные цифровые системы

Тогда BPSK сигнал можно записать в виде 

 
S
t
I t
t
Q t
t
bpsk ( ) =
+
(
) ( )
+
=ј
( )cos
sin(
)
w
j
w
j
0
0
0
0
  
(1.2) 

ј=
( )
+
b t
t
0
0
0
cos(
),
w
j
 

а структурную схему модулятора можно упростить, как это показано на 
рис. 1.4.

cos (ω 0t + φ 0)

Sm (t) = b(t)
S bpsk (t)

Рис. 1.4. Упрощенная структурная схема BPSK модулятора

Эта схема точь в точь совпадает со схемой амплитудной модуляции АМ 
с подавлением несущей (DSB), при модулирующем сигнале S
t
b t
m ( ) =
0( ) . 
Поясняющие графики формирователя BPSK показаны на рис. 1.5.

Sm (t) = b0(t)

cos (ω 0t + φ 0)

S bpsk (t)

Скачок фазы на π 

Рис. 1.5. Поясняющие графики BPSK модулятора 

Глава 1. Методы цифровой модуляции 

Информация передается со скоростью Br бит/c, длительность одного им‑
пульса цифровой информации T = 1/Br. Исходный модулирующий сигнал 
S
t
b t
m ( ) =
0( )  умножается на несущее колебание cos w
j
0
0
t +
(
)  (на рис. 

j
p
0
2
= - / ),  получаем фазоманипулированный сигнал со скачком фазы на  

π рад. Такой же скачок фазы мы бы наблюдали при формировании DSB сиг‑
нала. Таким образом, BPSK модуляция — вырожденный тип фазовой мани‑
пуляции, который совпадает с балансной амплитудной модуляцией при би‑
полярном цифровом модулирующем сигнале.

спектр и векторная диаграмма BPSK сигнала

Поскольку BPSK сигнал можно представить как DSB сигнал, то его 
спектр представляет собой перенесенный на несущую частоту спектр циф‑
рового биполярного модулирующего сигнала b t
0( ) . На рис. 1.6 показаны 
основные соотношения спектра BPSK и параметров исходного модулиру‑
ющего сигнала.

|Sbpsk (f)| , dB
2

0

-13

f 0
f

2Br

 
Рис. 1.6. Спектральные соотношения параметров BPSK сигнала 

Основной лепесток спектра мощности BPSK имеет ширину, равную уд‑
военной скорости передачи информации 2Br, и симметричен относительно 

телевизионные цифровые системы

несущей частоты f0 . Уровень максимального (первого) бокового лепестка 
спектра равен –13 дБ. Также можно сказать о том, что ширина боковых ле‑
пестков равна Br.
Рассмотрим векторную диаграмму BPSK сигнала. Согласно выраже‑ 
нию (1.1), синфазная компонента I(t) комплексной огибающей BPSK сиг‑
нала равна b t
0( ) , а квадратурная компонента Q(t) = 0. При этом b t
0( )  при‑
нимает значения ±1. Векторная диаграмма BPSK сигнала показана на 
рис. 1.7.

Q(t)

I(t)

0
1

−1

−1

1

1

 
Рис. 1.7. Векторная диаграмма BPSK сигнала 

Вектор комплексной огибающей может принимать одно из двух значе‑
ний: I (t) = 1 (при передаче информационного нуля) и I (t) = –1 при переда‑
че информационной единицы.
Эта модуляция является самой помехоустойчивой из всех видов ФМн, 
то есть при использовании бинарной ФМн вероятность ошибки при приё‑
ме данных наименьшая. Однако каждый символ несет только 1 бит инфор‑
мации, что обусловливает наименьшую в этом методе модуляции скорость 
передачи информации.
В присутствии произвольного изменения фазы, введенного каналом свя‑
зи, демодулятор не способен определить, какая точка созвездия соответ‑
ствует 1, а какая — 0. В отсутствие опорного сигнала, определяющего ну‑
левую начальную фазу, возможно возникновение обратной работы, когда 
все нули воспринимаются как единицы, а все единицы — как нули. Для 
устранения этого недостатка данные часто дифференциально кодируют‑
ся до модуляции.

Глава 1. Методы цифровой модуляции 

относительная (дифференциальная) двоичная фазовая 
манипуляция (DBPSK) 

При передаче информации с использованием BPSK требуется применять 
следящие системы для демодуляции сигнала. При этом часто применяют 
некогерентные устройства приема, которые не согласованы по фазе с зада‑
ющим генератором на передающей стороне и соответственно не могут от‑
следить случайный поворот фазы в результате распространения, выходящий 
за интервал ±p / 2 . Пример рассмотрен на рис. 1.8.

Q(t)
Q(t)
Q(t)

Q(t)
Q(t)
Q(t)

I(t)
I(t)
I(t)

I(t)
I(t)
I(t)

 
Рис. 1.8. Пояснения к некогерентному приему BPSK 

Исходная векторная диаграмма BPSK (в случае с PSK сигналами векторную 
диаграмму часто называют созвездием) показана на рис. 1.8, а и 1.8, г. Боль‑
шим кружком обозначено значение, соответствующее информационному 
нулю, а малым — единице. В результате распространения сигнал приобре‑
тет случайную начальную фазу, и созвездие повернется на некоторый угол. 
На рис. 1.8, б показан случай, когда поворот созвездия лежит в пределах от  
— π/2 до π/2 рад. В этом случае при некогерентном приеме все созвездие бу‑
дет повернуто, как это показано стрелочками на рис. 1.8, б. Тогда после по‑
ворота созвездие займет исходное положение, и информация будет демо‑
дулирована верно (рис. 1.8, в). На рис. 1.8, д показан случай, когда поворот 

а

г

б

д
е

в

ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ

созвездия лежит в пределах от π/2 до 3π/2 рад. В этом случае при приеме со‑
звездие также будет повернуто для горизонтального расположения, но, как 
следует из рис. 1.8, е, информационные нули и единицы будут перепутаны.
Для того чтобы устранить перепутывание информационных символов, 
используют относительную манипуляцию или, как ее еще называют, диф‑
ференциальную BPSK (DBPSK). Суть относительной манипуляции за‑
ключается в том, что кодируется не сам бит информации, а его изменение. 
Структура системы передачи данных с использованием DBPSK показана 
на рис. 1.9.

Диф. кодер

BPSK модулятор

Канал связи

BPSK модулятор

Диф. декодер

 
Рис. 1.9. Структура системы передачи данных с использованием DBPSK 

Исходный битовый поток b(t) проходит дифференциальное кодирование, 
после чего модулируется BPSK и на приемной стороне демодулируется неко‑
герентным BPSK демодулятором. Демодулированный поток проходит диф‑

ференциальный декодер, получаем принятый поток b t
( ) .

Рассмотрим дифференциальный кодер, показанный на рис. 1.10.

 
Рис. 1.10. Дифференциальный кодер 

Суммирование производится по модулю два, что соответствует логиче‑
скому XOR (исключающее ИЛИ). Обозначение z -1  означает задержку 
на один б ит информации. Пример дифференциального кодирования при‑
веден на рис. 1.11.

x
b(t)
d(t)

z–1

v

y